Använda switchade spänningsregulatorer med låg EMI för att optimera strömförsörjningens verkningsgrad

För konstruktörer som implementerar batteridrivna eller distribuerade strömförsörjningssystem uppkommer ofta frågan om man ska använda en LDO-regulator (en regulator med mycket låg brusnivå) eller en switchad spänningsregulator. Switchade spänningsregulatorer ger högre verkningsgrad vilket alltid är önskvärt – särskilt för batteridrivna produkter. Ett problem man får räkna med är emellertid EMI från strömförsörjningens snabbswitchande transistorer – ett problem som kan bli större i mycket integrerade och kompakta konstruktioner.

Ingångens och utgångens filterkretsar dämpar effekten av EMI, men de för också med sig ökade kostnader, större kretsstorlek och ökad komplexitet. Det här är problem som en ny generation integrerade, modulära, switchade spänningsregulatorer är avsedda att lösa. Dessa har flera inbyggda tekniker som begränsar EMI utan att påverka regulatorns prestanda eller verkningsgrad negativt.

I denna artikel diskuteras kortfattat fördelarna med switchade spänningsregulatorer i portabla designer samt vikten av filterkretsar. Därefter ges exempel på switchade spänningsregulatorer med inbyggda EMI-filter från Allegro Microsystems, Analog Devices och Maxim Integrated och hur dessa kan användas för att underlätta strömleverans.

Varför ska man använda switchade spänningsregulatorer i portabla designer?

Hög verkningsgrad, låg effektavledning (minskar värmerelaterade problem) och hög effekttäthet är viktiga anledningar till att välja en switchad spänningsregulator istället för en LDO. Verkningsgraden för kommersiella switchade spänningsregulatormoduler (dvs. med uteffekt/ineffekt x 100) är typiskt cirka 90 till 95 % över merparten av lastområdet, vilket är avsevärt bättre än verkningsgraden för en jämförbar LDO. Dessutom är switchade spänningsregulatorer mer flexibla än LDO-regulatorer eftersom de kan höja (boost), sänka (buck) och invertera spänningar.

Den centrala delen i en switchad spänningsregulator är ett switchelement med pulsbreddsmodulering (PWM) som består av en eller två metalloxidbaserade fälteffekttransistorer (MOSFET:ar) tillsammans med en eller två induktorer för energilagring. Regulatorns driftfrekvens avgör antalet switchcykler per enhetstid, medan PWM-signalens driftcykel (D) avgör utspänningen (från V_OUT = D × V_IN).

De switchade spänningsregulatorernas höga verkningsgrad är fördelaktig vid portabel design, men de för också med sig ett antal kompromisser. Bland dessa kan nämnas kostnad, komplexitet, storlek, lång responstid på lasttransienter och dålig verkningsgrad vid låga laster (för det senaste pågår förbättringsarbete). Den andra stora utmaningen vid design är att hantera den EMI som genereras vid effekttransistorernas switchning. Switchning orsakar spännings- och strömöversvängning i andra delar av kretsen vilket i sin tur orsakar spännings- och strömrippel för ingång och utgång samt transienta energispikar vid switchfrekvensen (och vid multiplar av denna). Spänningsrippeln är högst vid slutet av den aktiva PWM-perioden (figur 1).

Figur 1: En linje för utspänningsrippel för en switchande spänningsregulator visar transienttoppar, vilket är den största källan till EMI. (Bildkälla: Analog Devices)

Hantera EMI

Ett beprövat sätt att reducera EMI orsakad av switchning med en kraft-FET i en regulator är att lägga till snubberkretsar med resistor-kondensator (R-C) till ingång och utgångar. Dessa kretsar hjälper till att filtrera energispikar och dämpa spännings- och strömrippel (och på så sätt dämpa EMI). Ett bra mål för en väldesignad switchad strömförsörjning med uteffekt mellan 2 och 5 V är spänningsrippel (topp till topp) mellan 10 och 50 mV och minimala transienttoppar.

Val av komponenter för filterkretsar (särskilt bulkkondensatorer för ingång och utgång) är inte helt lätt. Här kan man behöva kompromissa när det gäller förhållandet mellan komponenternas storlek/pris (och påverkan på regulatorns transientsvar och loopkompensering) och spännings- och strömrippel (topp till topp) samt EMI-dämpning.

En bra början är att välja etablerade tekniker baserade på för ändamålet framtagna ekvationer. Rippel för inspänning består av ΔV_Q (generad av urladdning för ingångskondensator) och ΔV_ESR (genererad av ekvivalent serieresistans (ESR) för ingångskondensatorn). För en specifik max. spänningsrippel (topp till topp) vid ingången går det att uppskatta nödvändig ingångskapacitans (C_IN) och ESR för bulkkondensatorn i ekvation 1 och 2:

Ekvation 1

Och:

Ekvation 2

Där:

I_LOAD(MAX) är max. utgående ström

ΔI_p-p är induktorström (topp-till-topp)

V_IN är inkommande matningsspänning

V_OUT är regulatorns utspänning

f_SW är switchfrekvensen

För en specificerad max. spänningsrippel (topp till topp) vid utgången kan kapacitans och ESR för bulkkondensatorn fastställas med ekvation 3 och 4:

Ekvation 3

Och:

Ekvation 4

Det är viktigt att vara uppmärksam på att ΔV_ESR och ΔV_Q inte kan läggas till direkt eftersom de är fasförskjutna. Om konstruktören väljer keramiska kondensatorer (vilka generellt har låg ESR) kommer ΔV_Q att dominera. Om valet faller på elektrolytiska kondensatorer kommer ΔV_ESR att dominera.

Valda värden för utgångskapacitans och ESR påverkas också av acceptabel avvikelse för utspänning från önskad utgång under snabba lasttransienter. Särskilt utgångskondensatorn måste kunna klara av lastströmmen under pågående transienter tills regulatorns styrenhet svarar genom att öka pulsbreddsmoduleringens driftcykel. För att beräkna nödvändig utgångskapacitans och ESR för minimal utgångsavvikelse under ett laststeg använder du ekvation 5 eller 6:

Ekvation 5

Och:

Ekvation 6

Där:

I_STEP är laststeget

t_RESPONSE är styrenhetens svarstid

Dessa beräkningar kan användas för att ta fram komponenter som är lämpliga för hantering av spännings- och strömrippel (och transienttoppar) men konstruktören måste också ta hänsyn till effektavledning i kondensatorn (P_CAP). Detta kan beräknas på följande sätt:

Där I_RMS är RMS ingångens rippelström.

Denna ekvation visar att den interna temperaturhöjningen för en given ESR är proportionell mot kvadraten av rippelströmmen. Om enheten används för att dämpa hög rippelström kan följden bli att den värms upp avsevärt. Om denna värme inte snabbt kan ledas bort, kommer kondensatorns elektrolyt att gradvis avdunsta och kondensatorns prestanda att sjunka (kondensatorn slutar till slut att fungera). För att undvika detta måste ingenjören välja en större och dyrare komponent med större ytområde för att kunna uppnå tillräckligt bra värmeavledning.

Regulatorer med liten EMI

Ingångs- och utgångsfiltreringen kan visserligen minska spännings- och strömrippel, men vi rekommenderar att du väljer en switchad spänningsregulator som uppfyller specifikationerna och minimerar rippelhöjden (topp till topp). På så sätt kan påfrestningarna på filterkondensatorer från effektavledningen minskas, vilket också gör att mindre och billigare enheter kan användas.

Ett sätt att minimera spännings- och strömrippel är att använda ett styrschema med spänningsåterkoppling. I detta schema genereras PWM-signalen genom applicering av en styrspänning till en komparatoringång och klockgenererad sågtandsspänning (eller PWM-ramp) för fast frekvens till den andra. Tekniken är bättre vid minimering av EMI än ett strömkontrollschema, vilket tenderar att förvärra EMI eftersom bruset från strömsteget typiskt sett tar sig in i styråterkopplingen. (Se artikeln Voltage- and Current-Mode Control for PWM Signal Generation in DC-to-DC Switching Regulators i Digi-Keys bibliotek.)

Förutom spänningsstyrning har många kretskortstillverkare flera olika lösningar som kan bidra till att sänka intern spännings- och strömrippel. Ett exempel på en sådan är den synkrona buckomvandlaren A8660 från Allegro Microsystems. Den är en avancerad komponent med AEC-Q100-certifiering för bilindustrin. Regulatorn drivs med inspänning (V_IN) mellan 0,3 och 50 V och levererar utspänning som är justerbar mellan 3 och 45 V. Enheten har basfrekvens (f_OSC) som är programmerbar mellan 200 kHz och 2,2 MHz. A8660 har också flera olika skyddsfunktioner, inklusive programvaruåterställning från signalbortfall för att eliminera en översläng på V_OUT och oönskad spänningsspik.

Viktigast för att regulatorn ska kunna minimera EMI är en teknik som kallas dithering av pulsbreddsmodulerad basfrekvens. När denna är aktiverad ändrar ett internt inställt ”dithering-svep” systematiskt f_OSC med ±10 % och fördelar på så sätt energin runt switchfrekvensen. Moduleringsfrekvensen för dithering (f_MOD) sveper ett triangelformat mönster på 12 kHz.

En jämförelse mellan ledningsbunden och utstrålad emission för A8660 med dithering aktiverad och inaktiverad visas i figur 2. Externa komponenter och kretskortslayout för de två provuppställningarna är identiska.

Figur 2: Jämförelse av utstrålad emission mellan switchad spänningsregulator med fast basfrekvens (röd) och regulator med frekvensdithering (blå). Driftparametrar: f_OSC = 2,2 MHz, V_IN = 12 V, V_OUT = 3,3 V, last = 3 A. (Bildkälla: Allegro Microsystems)

För konstruktionerer med driftfrekvens som är lägre än AM-radiobandet (f_OSC < 520 kHz) kan synkroniseringsingången på A8660 användas för att förskjuta f_OSC och dess övertoner för att på så sätt ytterligare minimera EMI. Detta utförs genom anslutning av en extern klocka till stiftet SYNC_IN och höjning av basfrekvensen för A8660 från 1,2 till 1,5 × f_OSC.

Regulatorn LT8210IFE från Analog Devices med synkron buck/boost har också ett schema för triangulär frekvensmodulering. I detta fall fördelar LT8210IFE f_SW sakta mellan nominell frekvens och 112,5 % av detta värde och tillbaka igen.

Dessutom har enheten ”Pass-Thru” som inaktiverar switchningen och på så sätt bidrar till lägre EMI och ökad verkningsgrad genom att eliminera switchningsförlusterna. Regulatorns ingångsområde är 2,8 till 100 V och dess utgångsområde är 1 till 100 V. Noggrannheten på utspänningen är ±1,25 % och skydd mot ingångsreversering på upp till −40 V.

När Pass-Thru-läget är aktiverat loopar regulatorns buck-boost-reglering funktionen självständigt. Separata felförstärkare används för att skapa tidluckan för Pass-Thru genom att ställa in programmerad utspänning för buckreglering V_OUT(BUCK) som är högre än programmerad utspänning för boost V_OUT(BOOST). Påverkan från Pass-Thru-läge på rippel för utspänning visas i figur 3.

Figur 3: I Pass-Thru-läget ger regulatorn LT8210 reducerad rippel för utspänning (blå linje) från en inkommande källa (röd linje) med störning. (Bildkälla: Analog Devices)

När V_IN är mellan V_OUT(BOOST) och V_OUT(BUCK) följer utspänningen ingången. När V_OUT har stabiliserat sig vid V_IN intar LT8210 strömsnålt läge (Pass-Thru) där switch A och D är kontinuerligt aktiverade och switch B och C är inaktiverade. Om V_OUT överstiger V_IN med ett inställt procenttal, stängs switch A, C och D av (utgången återansluts först efter att den har urladdats så att den är nästan lika med V_IN). Om en positiv ledningstransient uppkommer i tidluckan för Pass-Thru (ej switchande) och leder till att V_IN överstiger V_OUT med inställt procenttal kommer switchningen att startas igen för att förhindra stor amplitudsvängning i induktorströmmen. Utmatningen kommer att drivas till inspänningen på ett sätt som liknar en mjukstart och switch A och D kommer att aktiveras kontinuerligt igen efter att V_OUT har stabiliserat sig nära V_IN. I figur 4 visas switchtopologin.

Figur 4: Switchar på regulator LT8210. I Pass-Thru-läget är switch A och D kontinuerligt aktiverade och switch B och C inaktiverade. (Bildkälla: Analog Devices)

Maxim Integrateds lösning för låg EMI är den switchade buckregulatorn MAX15021ATI+T. Denna arbetar med inspänning mellan 2,5 och 5,5 V och har två utgångar (båda dessa kan justeras från 0,6 V upp till ingångens strömförsörjning). Regulatorns basfrekvens kan ställas in på mellan 500 kHz och 4 MHz med ett enkelt motstånd.

MAX15021 stöder styrning med spänningsåterkoppling för att begränsa spänningsripplet, men medger också drift av regulatorerna med 180° fasförskjuten klockning (figur 5). Tillsammans med möjligheten att switcha vid frekvenser upp till 4 MHz reducerar detta rippelströmmens RMS-värde. Den resulterande reduktionen av topparna för inkommande ström (och minskning av rippelfrekvens) reducerar nödvändig förbikopplingskapacitans för ingången och därmed nödvändig storlek för kondensator.

Figur 5: De dubbla regulatorerna i MAX15021 körs med 180° fasförskjutning för att begränsa EMI. (Bildkälla: Maxim Integrated)

Sammanfattning

Modulära switchade spänningsregulatorer är ett bra alternativ vid spänningsreglering när hög verkningsgrad är en viktig egenskap. Man måste vara beredd att göra kompromisser jämfört med lösningar som till exempel LDO:er när det gäller spännings- och strömrippel samt transienta spänningstoppar genererade av regulatorns switchande element. Om detta brus inte filtreras kan följden bli att EMI påverkar känsliga chip nära regulatorn.

Redan etablerade konstruktionstekniker (som till exempel användning av filterkretsar för ingångar och utgångar) kan dämpa EMI, men för dessa tekniker krävs stora kondensatorer som klarar av att hantera transienttoppar och rippel. Dessa kan också avge hög effekt vilket i sin tur kan leda till överhettning av komponenter.

Ingenjörerna kan nu istället använda sig av en ny generation modulära, switchade spänningsregulatorer med inbyggda funktioner för reducering av spännings- och strömrippel samt transienttoppar. Detta är ett bra sätt att begränsa EMI redan innan filterkretsar har lagts till. Genom att använda sig av dessa regulatorer i sina konstruktioner, kan ingenjörerna reducera dimensionerna på bulkkondensatorer för ingångar och utgångar och samtidigt både minska storleken och sänka kostnaderna för filterkretsar.