Hur man minimerar parasitisk påverkan i switchade nätaggregat

Switchade nätaggregat är populära tack vare sin verkningsgrad och flexibilitet. De skapar dock utmaningar när användningsområdet utökas för nya tillämpningar. Framför allt kan deras snabba switchningar orsaka elektromagnetiska störningar (EMI) i resten av systemet. Dessutom kan samma faktorer som leder till elektromagnetiska störningar även minska verkningsgraden, vilket urholkar en av de viktigaste fördelarna med switchade nätaggregat.

För att undvika dessa problem måste konstruktörer vara särskilt uppmärksamma när de konfigurerar den ”switchande delen”, den del av strömförsörjningskretsen där snabb switchning sker. Det är viktigt att minimera den switchande delens parasitiska förluster till följd av ekvivalent serieresistans (ESR) och ekvivalent serieinduktans (ESL). Detta kan åstadkommas genom att välja högintegrerade komponenter för strömförsörjning och genom att vara noggrann vid skapandet av kretskortets layout.

Artikeln beskriver de switchande delarna och källorna till parasitiska förluster, inklusive avkopplingskondensatorer, FET:ar (fälteffekttransistorer) och kretskortets vior. Därefter visas ett exempel på en högintegrerad kraftomvandlare från Analog Devices och olika kretskortslayouter samt deras påverkan på de parasitiska parametrarna. Avslutningsvis ges praktiska tips för hur den ekvivalenta serieresistansen respektive den ekvivalenta serieinduktansen kan minskas.

Grundprinciper för den switchande delen i switchade nätaggregat

Alla switchade nätaggregatskonstruktioner, som t.ex. boost-, buck-boost- och flyback-omvandlare, kommer att innehålla en switchande del med strömmar som switchar vid höga frekvenser. Principen illustreras genom en förenklad buck-omvandlare, även kallad step-down-omvandlare (figur 1). Den vänstra delen (röd) utgör den switchande delen och innehåller alla de högfrekventa strömmar som genereras av kretsen.

Figur 1: En förenklad buck-omvandlare illustrerar principen för en switchande del, här markerad i rött. (Bildkälla: Analog Devices)

Begreppet "switchande" kommer från den betydande energiomvandling och switchning som sker i detta område av kretsen och ofta orsakar värmeutveckling. Korrekt layout och konstruktion av switchande delar är av stor vikt för att minimera elektromagnetiska störningar och säkerställa en effektiv strömförsörjning.

Den mer realistiska kretsen i figur 2 visar en synkron buck-DC/DC-omvandlare. För denna switchande del består de fysiska komponenterna av ingångskondensatorn (C_IN) och de switchande MOSFET:arna, M1 och M2 (markerade med svart).

Figur 2: Switchande delar inkluderar i realiteten oundvikligen parasitiska parametrar, här markerade med rött. (Bildkälla: Analog Devices)

De parasitiska parametrarna i den switchande delen är markerade med rött. Den ekvivalenta serieinduktansen ligger vanligtvis inom spannet nH (nanoHenry), medan den ekvivalenta serieresistansen ligger inom spannet mΩ. Den högfrekventa switchningen orsakar ringningar i den ekvivalenta serieinduktansen, vilket medför elektromagnetiska störningar. Energin som lagras i den ekvivalenta serieinduktansen avleds sedan av den ekvivalenta serieresistansen, vilket leder till effektförluster.

Minimering av parasitiska parametrar med hjälp av integrerade komponenter

Parasitiska impedanser (ekvivalenta serieresistanser respektive ekvivalenta serieinduktanser) uppstår i komponenterna och längs kretskortets banor i den switchande delen. För att minimera dessa parametrar måste konstruktörer noggrant välja komponenter och optimera kretskortets layout.

Ett sätt att uppnå båda målen är att använda integrerade komponenter. Komponenterna minskar den mängd kretskortsbanor som krävs för att ansluta diskreta komponenter samtidigt som de minskar den switchande delens totala yta. Båda bidrar till att minska den parasitiska impedansen.

Ett utmärkt exempel på en högintegrerad komponent är step-down-regulatorn µModule LTM4638 från Analog Devices. Som framgår av figur 3 innehåller denna switchande regulator på 15 A switchningsstyrning, effekt-FET:ar, induktor och kringkomponenter, allt i en liten kapsling med måtten 6,25 × 6,25 × 5,02 mm.

Figur 3: µModule-regulatorn LTM4638 integrerar många av de komponenter som behövs för en buck-omvandlare. (Bildkälla: Analog Devices)

LTM4638 har flera andra egenskaper som minskar de parasitiska förlusterna. Dessa omfattar:

• Snabbt transientsvar: Detta medför att regulatorn snabbt kan justera utspänningen som svar på belastnings- eller inspänningsförändringar, vilket minimerar varaktigheten och effekten av parasitiska förluster genom att snabbt hantera mindre optimala driftlägen.
• Diskontinuerligt driftläge: Detta låter strömmen i spolen sjunka till noll innan nästa switchningscykel startar. Läget används vanligtvis vid låg belastning och minskar switchnings- och kärnförlusterna i spolen genom att göra den strömlös under en del av cykeln.
• Spårning av utspänning: Detta medför att omvandlarens utspänning följer en spänning på en referensingång. Genom att noggrant styra upp- och nedregleringen av utspänningen minskar risken för över- eller underspänningar som kan förvärra parasitiska förluster.

Minimering av parasitiska parametrar med hjälp av komponenters placering

För att konstruera en synkron buck-omvandlare med LTM4638 måste man lägga till stora in- och utgångskondensatorer, C_IN respektive C_OUT. Kondensatorernas placering kan ha en betydande inverkan på de parasitiska parametrarna.

Analog Devices experiment med utvärderingskortet DC2665A-B för LTM4638 illustrerar konsekvenserna vid placering av C_IN.DC2665B-B har sedan dess ersatt detta kort, men samma principer gäller. Figurerna 4 till 6 visar tre olika layouter för C_IN och motsvarande switchande delar. Den vertikala switchande delen 1 (figur 4) och 2 (figur 5) placerar C_IN på det nedersta lagret, direkt under regulatorn, respektive vid sidan om. För den horisontella switchande delen (figur 6) placeras kondensatorn i det översta lagret.

Figur 4: Vertikal switchande del 1, sedd underifrån och från sidan. C_IN är placerad rakt under regulatorn och är ansluten via kretskorts vior. (Bildkälla: Analog Devices)

Figur 5: Vertikal switchande del 2, sedd underifrån och från sidan. C_IN är placerad under men bredvid regulatorn, vilket kräver kretskortsbanor och vior. (Bildkälla: Analog Devices)

Figur 6: Horisontell switchande del, sedd uppifrån och från sidan. C_IN är placerad på det översta lagret och ansluts till regulatorn via kretskortsbanor. (Bildkälla: Analog Devices)

Den vertikala switchande delen 1 har den kortaste vägen och undviker att använda kretskortets banor. Därmed förväntas den ha de lägsta parasitiska parametrarna. En analys av respektive switchande del med FastHenry vid 600 kHz och 200 MHz visar att så är fallet (figur 7).

Figur 7: Som väntat hade den kortaste vägen den lägsta parasitiska impedansen. (Bildkälla: Analog Devices, ändrad av författaren)

Även om dessa parasitiska parametrar inte kan mätas direkt, kan deras effekter förutspås och testas. En lägre ekvivalent serieresistans bör leda till högre verkningsgrad, medan en lägre ekvivalent serieinduktans bör leda till lägre rippel. Experimentell verifiering bekräftade dessa förutsägelser med den vertikala switchande delen 1 som uppvisade bättre prestanda för båda mätvärdena (figur 8).

Figur 8: Experimentella resultat bekräftar att den switchande delen 1 uppnår bättre verkningsgrad och rippel. (Bildkälla: Analog Devices)

Minimering av parasitiska parametrar för diskreta komponenter

Även om integrerade enheter har många fördelar, behöver vissa switchade nätaggregat diskreta komponenter. Exempelvis kan en tillämpning med hög effekt överskrida kapaciteten hos integrerade enheter. I sådana fall kan placeringen av, och storleken på, de diskreta effekt-FET:arna ha en betydande inverkan på den switchande delens ekvivalenta serieresistanser och ekvivalenta serieinduktanser. Konsekvenserna kan ses genom att testa två utvärderingskort, båda med synkrona buck-boost-regulatorer med fyra switchar och hög verkningsgrad, vilket illustreras i figur 9.

• Utvärderingskortet DC2825A är baserat på buck-boost-regulatorn LT8390. MOSFET:arna är parallellt placerade, dvs. i samma riktning.
• Utvärderingskortet DC2626A är baserat på buck-boost-regulatorn LT8392. Den har två par MOSFET:ar som är placerade i 90˚ vinkel.

Figur 9: DC2825A (vänster) placerar sina MOSFET:ar parallellt, medan DC2626A (höger) placerar dem i 90˚ vinkel. (Bildkälla: Analog Devices)

De två korten testades med identiska MOSFET:ar och kondensatorer för en 36 till 12 V step-down-reglering med 10 A och 300 kHz. Resultaten visade att en placering i 90˚ vinkel hade lägre spänningsrippel och högre resonansfrekvens, vilket tyder på lägre ekvivalent serieinduktans på kretskortet tack vare en kortare väg för den switchande delen (figur 10).

Figur 10: DC2626A, med placering av MOSFET:ar i 90˚ vinkel uppvisar lägre rippel och högre resonansfrekvens. (Bildkälla: Analog Devices)

Andra överväganden avseende layout

Vior i kretskortets översta lager i den switchande delen påverkar även delens ekvivalenta serieresistans respektive ekvivalenta serieinduktans. I allmänhet minskar kretskortets parasitiska impedans om man lägger till fler vior. Minskningen är dock inte linjärt proportionerlig med antalet vior. Vior närmare lödpunkterna minskar den ekvivalenta serieresistansen respektive den ekvivalenta serieinduktansen avsevärt. Därför bör flera vior placeras nära lödpunkterna för de kritiska komponenterna (C_IN och µModule eller MOSFET:arna) för att minimera den switchande delens impedans.

Det finns många andra sätt att påverka den elektriska och termiska prestandan positivt. För att optimera den switchande delen är bästa praxis som följer:

• Använd stora kopparytor på kretskortets banor för hög ström, V_IN, V_OUT och jord för att minimera kretskortets ledningsförluster och termiska påfrestningar.
• Placera ett dedicerat jordplan för strömförsörjningen under enheten.
• Använd flera vior för sammankoppling mellan det översta lagret och övriga effektlager för att minimera ledningsförluster och minska modulens termiska påfrestning.
• Placera inte vior direkt på lödpunkterna om de inte är övertäckta eller pläterade.
• Använd en separat kopparyta för signaljorden för de komponenter som är anslutna till signalstiften och anslut signaljorden till strömförsörjningens jord under enheten.
• Skapa testpunkter på kretskortet för övervakning av signalstift.
• Håll banorna för klocksignal och frekvensingång separerade för att minimera risken för störning på grund av överhörning.

Sammanfattning

De parasitiska parametrarna i den switchande delen påverkar i hög grad verkningsgraden hos ett switchat nätaggregat. Minimering av parametrarna är avgörande för att uppnå hög verkningsgrad och låga elektromagnetiska störningar.

Ett av de enklaste sätten att nå dessa mål är att använda integrerade regulatormoduler. Switchade nätaggregat kräver dock användning av stora komponenter som t.ex. kondensatorer, så det är viktigt att förstå konsekvenserna av layouter för switchande delar.