Hur man förbättrar ultraljudssystemets bildkvalitet med hjälp av strömförsörjningar med extremt lågt brus

Ultraljudstekniken, som är ett allmänt använt icke-invasivt verktyg för medicinsk diagnostik och andra tillämpningar, har gått från statiska till dynamiska bilder och från svartvita bilder till Dopplerbilder i färg. Dessa viktiga förbättringar beror till stor del på införandet av digital ultraljudsteknik. Även om framstegen har ökat effektiviteten och mångsidigheten med ultraljudsbilder är det lika viktigt att systemen erbjuder bättre bildkvalitet genom framsteg i ultraljudssondens huvudände, och den analoga front-end (AFE) som driver sonden och fångar upp retursignalerna.

Ett av hindren för att uppnå denna förbättrade bildkvalitet är brus, så målet för konstruktionen är att öka systemets signal-brusförhållande (SNR). Detta kan delvis uppnås genom att hantera brus i systemets olika spänningsmatrningar. Observera att sådant brus inte är en enda, enkel enhet. Det har istället olika egenskaper och attribut som avgör hur det i slutändan påverkar systemets prestanda.

Artikeln tittar på grundprincipen för ultraljudsbilder och fokuserar sedan på olika faktorer som påverkar bildkvaliteten, och i huvudsak brus från strömförsörjningen. Den använder DC-DC-regulatorer från Analog Devices som exempel på strömförsörjningskomponenter som kan förbättra SNR och andra aspekter av ultraljudssystemets prestanda avsevärt.

Grunderna för ultraljudsbilder

Konceptet är enkelt: generera en skarp akustisk puls och "lyssna" sedan på dess ekoreflektion när den möter hinder eller olika gränsytor mellan organ och deras olika akustiska impedanser. Genom att upprepade gånger utföra dessa impulser och återkopplingar, kan reflektionerna användas för att skapa en bild av de reflekterande ytorna.

För de flesta ultraljudslägena sänder den piezoelektriska omvandlarmatrisen ut ett begränsat antal vågcykler (vanligtvis två till fyra) som en puls. Vågornas frekvens i varje cykel är vanligtvis mellan 2,5 och 14 MHz. Matrisen styrs med hjälp av strålformningstekniker liknande en fasförskjuten RF-antennmatris, så att den totala ultraljudspulsen kan fokuseras och styras för att skapa en skanning. Omvandlaren växlar sedan till mottagningsläge för att känna av återkomsten av de reflekterade vågorna inifrån kroppen.

Observera att tidsförhållandet mellan sändning och mottagning vanligtvis är ca 1 %/99 %, med en pulsrepetitionsfrekvens som vanligtvis ligger mellan 1 och 10 kHz. Genom att mäta tiden från utsändningen av pulsen till mottagna ekon och känna till den hastighet med vilken ultraljudsenergin sprider sig genom kroppsvävnad kan man beräkna avståndet från omvandlaren till det organ eller gränssnitt som reflekterar vågen. Amplituden hos de återkommande vågorna bestämmer ljusstyrkan hos de pixlar som tilldelas reflektionen i ultraljudsbilden, efter en omfattande digital efterbehandling.

Förståelse för systemkraven

Trots att den underliggande principen är konceptuellt enkel, är ett komplett, avancerat system för ultraljudsbilder en komplicerad apparat (figur 1). Systemets slutliga prestanda bestäms till stor del av omvandlaren och dess analoga front-end (AFE), medan efterbehandling av den digitaliserade reflekterade signalen gör det möjligt för algoritmer att förbättra situationen.

Det är inte förvånande att brus i systemet av olika slag är en av de begränsande faktorerna för bildkvalitet och prestanda, vilket återigen är analogt med övervägandet av bitfelsfrekvens (BER) kontra SNR i digitala kommunikationssystem.

Figur 1: Ett komplett system för ultraljudsbilder är en komplicerad kombination av en betydande mängd analoga, digitala, ström och bearbetningsfunktioner, där den analoga front-enden definierar gränserna för systemets prestanda. (Bildkälla: Analog Devices)

Det finns en sändnings-/mottagningsomkopplare (T/R) mellan den piezoelektriska matrisen i omvandlaren och den aktiva elektroniken. Omkopplaren har till uppgift att förhindra att de högspänningssignaler som driver omvandlaren når och skadar den analoga front-enden för låg spänning på mottagarsidan. När den mottagna reflektionen har förstärkts och behandlats skickas den till den analoga front-endens analog- till digitalomvandlare (ADC), där den digitaliseras och genomgår mjukvarubaserad bildbehandling och förbättring.

Alla de olika avbildningslägena i ett ultraljudssystem har olika krav på dynamiskt område och därmed olika krav på SNR och brus:

• För svartvitt bildläge krävs ett dynamiskt område på 70 dB. Brusgolvet är viktigt eftersom det påverkar det maximala djup vid vilket det minsta ultraljudsekot kan ses i det bortre fältet. Detta kallas penetration och är en av de viktigaste funktionerna i svartvitt läge.
• För Doppler-läget med pulsvåg (PWD) krävs ett dynamiskt område på 130 dB.
• För Doppler-läget med kontinuerlig våg (CWD), krävs 160 dB. Observera att 1/f-bruset är särskilt viktigt i PWD- och CWD-lägena, eftersom båda dessa bilder omfattar det lågfrekventa spektrumelementet under 1 kHz, och fasbruset påverkar Doppler-frekvensspektrumet högre än 1 kHz.

Dessa krav är inte lätta att uppfylla. Eftersom ultraljudstomvandlarens frekvens vanligtvis ligger mellan 1 och 15 MHz påverkas den av allt brus från switchningsfrekvenser inom detta område. Om det finns intermodulationsfrekvenser inom PWD- och CWD-spektrat (från 100 Hz till 200 kHz) kommer de uppenbara brusspektrumen att synas på Doppler-bilderna, vilket är oacceptabelt i ultraljudssystemet. För maximal systemprestanda och bildkvalitet (klarhet, dynamiskt omfång, avsaknad av bildfläckar och andra godhetstal) är det viktigt att undersöka källor som orsakar förlust av signalkvalitet och försämring av SNR.

Den första är uppenbar: på grund av dämpningen är återgivningen från vävnader och organ djupare i kroppen (t.ex. njurar) mycket svagare än från vävnader och organ som befinner sig nära omvandlaren. Därför "förstärks" den reflekterade signalen av den analoga front-enden så att den upptar så mycket som möjligt av AFE:ns inspänningsområde. För detta används en funktion för automatisk förstärkningsstyrning (AGC). Denna funktion för automatisk förstärkningsstyrning liknar den som används i trådlösa system där AGC:n bedömer styrkan i den trådlösa RF-signalen (RSS) och dynamiskt kompenserar för dess slumpmässiga, oförutsägbara förändringar inom ett spann på tiotals decibel.

Situationen är dock annorlunda i ultraljudstillämpningen än vad den är för en trådlös länk. Istället, är signalvägens dämpning ungefärligt känd, liksom den akustiska energins utbredningshastighet - 1540 m/s i mjuk vävnad, eller cirka fem gånger snabbare än utbredningen i luft på cirka 330 m/s - och därför är även dämpningsnivån känd.

Baserat på denna kunskap använder AFE:n en förstärkare med variabel förstärkning (VGA) som är utformad som en förstärkare med kompensation för tid-förstärkning (TGC). VGA:ns förstärkning är linjär i dB och konfigurerad så att en linjär gradvis ökning kontra tid av styrspänningen ökar förstärkningen kontra tiden för att i stor utsträckning kompensera för dämpningen. Detta maximerar SNR och utnyttjar AFE:ns dynamiska område.

Typer av brus och hur man åtgärdar dessa

Även om det signalbrus som orsakas av kroppen och patienten, ligger utanför det som konstruktören av ultraljudssystemet kan kontrollera, måste det inbyggda bruset i systemet hanteras och kontrolleras. Därför är det viktigt att förstå vilka typer av störningar som finns, vilka konsekvenser de får och vad man kan göra för att minska dem. De viktigaste problemområdena är brus från switchade spänningsregulatorer, vitt brus från signalkedjan, klockan och strömförsörjningen samt layoutrelaterade störningar.

• Störningar från switchade regulatorer: De flesta switchade regulatorer använder en resistor för att ställa in switchningsfrekvensen. Den oundvikliga toleransen för det nominella värdet på denna resistor medför olika switchningsfrekvenser och övertoner när frekvenserna från olika oberoende regulatorer blandas och korsmoduleras med varandra. Tänk på att även en resistor med snäv tolerans på 1 % felaktighet resulterar i en harmonisk frekvens på 4 kHz i en DC-DC-regulator på 400 kHz, vilket gör det svårare att kontrollera övertonerna.

En bättre lösning är att välja en switchad regulatorkrets med synkroniseringsfunktion som implementeras via en SYNC-anslutning på något av kapslingens stift. Med hjälp av denna funktion kan en extern klocka distribuera en signal till de olika regulatorerna så att alla switchar med samma frekvens och fas. Detta eliminerar blandningen av de nominella frekvenserna och tillhörande harmoniska produkter.

LT8620 är exempelvis en högeffektiv, synkron monolitisk step-down switchad spänningsregulator för hög hastighet, som klarar ett stort inspänningsområde på upp till 65 V och endast förbrukar 2,5 μA i viloström (figur 2). Dess "Burst Mode" med låg rippel möjliggör hög verkningsgrad ner till mycket låga utströmmar samtidigt som rippel på utspänningen ligger under 10 mV topp-till-topp. Ett SYNC-stift gör det möjligt för användaren att synkronisera med en extern klocka från 200 kHz till 2,2 MHz.

Figur 2: den högeffektiva switchade spänningsregulatorn LT8620 med step-down har ett SYNC-stift så att dess klocka kan synkroniseras med andra systemklockor, vilket minimerar intermodulationseffekter på grund av klockan. (Bildkälla: Analog Devices)

En annan teknik är att använda en switchad spänningsregulator som använder sig av slumpmässigt spridd spektrumklockning för att sprida den genererade elektromagnetiska störningen (EMI) över ett bredare band, vilket sänker dess toppvärde vid en viss frekvens. Även om detta är en attraktiv lösning för vissa tillämpningar som är mindre SNR-känsliga och mer angelägna om att uppfylla EMI-kraven, medför det osäkerheter i de resulterande övertoner som kommer att skapas i ett bredare spektrum, vilket gör dem svårare att kontrollera. En spridning av switchningsfrekvensen på 20 % för att ta hänsyn till EMI innebär exempelvis harmoniska frekvenser mellan noll och 80 kHz i en strömförsörjning på 400 kHz. Även om denna metod för att minska EMI-"toppar" kan bidra till att uppfylla relevanta lagstadgade krav, kan den vara kontraproduktiv när det kommer till de särskilda SNR-behoven i ultraljudskonstruktioner.

Switchade spänningsregulatorer med konstant frekvens gör det lättare att undvika detta problem. ADI:s familj av Silent Switcher-spänningsregulatorer och μModule-regulatorer har konstant frekvensswitchning. Samtidigt har de EMI-prestanda med valbara tekniker för spritt spektrum för att ge ett utmärkt transientsvar utan att införa de osäkerheter som är förknippade med spritt spektrum.

Silent Switcher-regulatorfamiljen är inte heller begränsad till regulatorer med lägre effekt. LTM8053 är exempelvis en 40 V_IN (max), 3,5 A kontinuerlig, 6 A topp, step-down-regulator som innehåller en switchningsstyrenhet, effektswitchar, en induktor och alla kringkomponenter. Det behövs endast filterkondensatorer för in- och utspänning för att slutföra konstruktionen (figur 3). Den har stöd för ett utspänningsområde från 0,97 till 15 V och ett frekvensområde från 200 kHz till 3 MHz, som alla kan ställas in med en enda resistor.

Figur 3: LTM8053 i Silent Switcher-familjen kan leverera en kontinuerlig ström på 3,5 A/6 A toppström; den accepterar en inspänning på 3,4 till 40 V och kan ge en utspänning i ett stort område från 0,97 till 15 V. (Bildkälla: Analog Devices)

LTM8053:s unika kapsling bidrar till att bibehålla en låg EMI samtidigt som den höga utströmmen bibehålls. En flip-chip-kapsling med kopparpelare i en Silent Switcher µModule-regulator bidrar till att minska den parasitära induktansen och optimera spik- och dödtid, vilket möjliggör konstruktioner med hög täthet och stor strömkapacitet i en liten kapsling (figur 4). Om mer ström behövs kan flera LT8053-enheter anslutas parallellt.

Figur 4: LTM8053 (och andra Silent Switcher-enheter) integrerar en flip-chip-kapsling med kopparpelare, vilket möjliggör design med hög täthet och stor strömkapacitet i en liten kapsling samtidigt som parasitär induktans minimeras. (Bildkälla: Analog Devices)

Silent Switcher-seriens teknik och topologi är inte begränsad till regulatorer med en utspänning. LTM8060 är en fyrkanalig 40 V_IN Silent Switcher μModule-regulator med en konfigurerbar 3 A utgångmatris (figur 5). Den fungerar upp till 3 MHz och är förpackad i en kompakt (11,9 × 16 × 3,32 mm), övergjuten Ball Grid Array-kapsling (BGA).

Figur 5: LTM8060 är en konfigurerbar fyrkanalig μModule-matris med 3 A/kanalutgång i en kompakt kapsling med måtten 11,9 × 16 × 3,32 mm. (Bildkälla: Analog Devices)

En av de intressanta aspekterna med denna fyrkanaliga enhet är att dess utspänning kan parallellkopplas i olika konfigurationer för att matcha olika behov av belastningsströmmar, upp till maximalt 12 A (figur 6).

Figur 6: De fyra 3 A-utgångarna på LTM8060 kan anordnas i olika parallella konfigurationer för att matcha tillämpningens behov på DC-matningen. (Bildkälla: Analog Devices)

Sammanfattningsvis erbjuder Silent Switcher-regulatorerna många fördelar när det gäller störningar, övertoner och termisk prestanda (figur 7).

Figur 7: Här visas de viktigaste egenskaperna hos regulatorfamiljen Silent Switcher i förhållande till viktiga konstruktionsperspektiv. (Bildkälla: Analog Devices)

• Vitt brus: Det finns även många källor till vitt brus i ett ultraljudssystem, vilket leder till bakgrundsbrus och "fläckar" i bilden. Bruset kommer i första hand från signalkedjan, klockan och strömförsörjningen. Det kan lösas genom att lägga till en regulator med lågt spänningsfall vid strömförsörjningsstiftet på en känslig analog komponent.

Nästa generations LDO-regulatorer, t.ex. LT3045 från ADI, har en extremt låg brusnivå på cirka 1 μV rms (10 Hz till 100 kHz) och en utström på upp till 500 mA vid ett typiskt spänningsfall på 260 mV (figur 8). Strömmen i viloläge är nominellt 2,3 mA och sjunker till betydligt mindre än 1 μA i avstängningsläge. Andra LDO:er med lågt brus finns för att hantera strömmar från 200 mA till 3 A.

Figur 8: LDO-regulatorerna LT3045 är kända för sitt extremt låga brus på cirka 1 μV rms i ett strömområde från 200 mA till 3 A. (Bildkälla: Analog Devices).

• Kretskortets layout: I de flesta kretskortslayouter finns det en konflikt mellan banorna för höga strömmar från de switchande nätaggregaten och de intilliggande banorna för lågnivåsignaler, eftersom störningarna på de förstnämnda kan överföras till de sistnämnda. Detta switchningsbrus genereras vanligtvis av den "strömförande slingan" som skapas av inspänningskondensatorn, MOSFET:en på ovansidan, MOSFET:n på undersidan och parasitära induktanser på grund av inkoppling, banförläggning och vidhäftning.

Standardlösningen är att lägga till en dämpningskrets för att minska den elektromagnetiska utstrålningen, men detta minskar effektiviteten. Silent Switcher-arkitekturen förbättrar prestandan och bibehåller hög effektivitet även vid en hög switchningsfrekvens genom att skapa en motsatt strömförande slinga (s.k. "delning") med hjälp av dubbelriktade utstrålningar, vilket minskar EMI med cirka 20 dB (figur 9).

Figur 9: Genom att skapa en motsatt "strömförande slinga" som delar upp strömmens flödesbana minskar Silent Switcher EMI avsevärt med cirka 20 dB. (Bildkälla: Analog Devices)

Verkningsgrad kontra brus

Det kan verka som att om det finns en avvägning mellan brus i strömförsörjningen och potentiell verkningsgrad, borde behovet av extremt lågt brus i ultraljudstillämpningen vara det viktigaste. När allt kommer omkring bör några milliwatt ytterligare spridning inte vara en så stor belastning på systemnivå. Varför inte öka energin i omvandlarens puls för att öka pulssignalens styrka och därmed det reflekterade SNR-värdet?

Men denna kompromiss har en annan komplikation: självuppvärmning i den handhållna digitala sonden som innehåller omvandlaren, drivkretsen för det piezoelektriska elementet, AFE och övriga elektroniska kretsar. En del av sondens elektriska energi avleds i det piezoelektriska elementet, linsen och fästmaterialet, vilket leder till att omvandlaren värms upp. Tillsammans med bortslösad akustisk energi i omvandlarens huvud leder detta till uppvärmning och en temperaturökning i sonden.

Det finns en gräns för den maximalt tillåtna temperatur som tillåts på omvandlarens yta. Standarden IEC 60601-2-37 (Rev 2007) begränsar denna temperatur till 50 °C när omvandlaren sänder i luft och 43 °C när den sänder till en lämplig fantom (en simulator för en vanlig kropp). Den sistnämnda gränsen innebär att huden (som vanligtvis är 33 °C) får värmas upp med högst 10 °C. Uppvärmning av omvandlaren är därför en viktig aspekt vid konstruktion av komplicerade omvandlare. Temperaturgränserna kan effektivt begränsa den akustiska effekt som kan användas, oberoende av tillgänglig likström.

Sammanfattning

Ultraljud är ett välanvänt, ovärderligt, icke-invasivt och riskfritt medicinskt bildverktyg. Även om grundprincipen är konceptuellt enkel krävs det en betydande mängd komplicerade kretsar och flera likströmsregulatorer för att driva de olika delkretsarna för att konstruera ett effektivt bildsystem. Regulatorerna och den tillhörande kraften måste vara effektiva, men även ha väldigt lite brus på grund av de extrema kraven på SNR och det dynamiska omfånget för den reflekterade akustiska signalenergin. Som förevisat, uppfyller LDO:er och Silent Switcher-kretsar från Analog Devices dessa krav utan att kompromissa med utrymme, EMI eller andra viktiga egenskaper.

Relaterat innehåll

1. Maxim/Analog Devices, Tutorial 4696, "Översikt över ultraljudsbildsystem och de elektriska komponenter som krävs för de viktigaste delfunktionerna".
2. Analog Devices, "Silent Switcher™-teknik från Analog Devices" (video)
3. Analog Devices, "Switcher μModul med lågt brus och LDO-regulatorer förbättrar brus och bildkvalitet vid ultraljud"
4. Analog Devices, "Silent Switcher-enheter är tysta och enkla"